光纤最初在电信系统中得到大规模应用。从最初基于 LED 的系统开始,技术迅速发展,波长不断增长,基于激光的系统中继长度超过 30 公里。早期应用主要是数字通信,因为光源非线性限制了多通道模拟应用。
早期链路设计针对光纤传输光谱的 800 至 900 纳米窗口,这与用于半导体激光器和 LED 的 GaAs - AlGaAs 材料系统的发射波长一致。随着 1.3 至 1.55 微米波长范围的光源和探测器的发展,以及该范围内光纤损耗的进一步改善,大多数应用转向 1.3 微米窗口(用于低色散)或 1.55 微米窗口(用于最低损耗)。色散位移单模光纤的设计以及掺铒光纤放大器的出现,巩固了 1.55 微米作为高速通信的首选波长。
目前光纤最大的新兴应用领域是计算机数据通信的局域网(LAN)环境,以及家庭和小型企业的电话、视频和数据服务的本地用户环路。这两种应用都高度重视可靠性、连接性和经济性。虽然现有系统仍使用点对点光链路作为构建模块,但市场上有大量的网络组件,可在无需光检测和重传的情况下实现光组件的分路、分支和复用。

(1)系统组成与调制特性
最简单的光通信系统是单通道(无光复用)点对点数字链路。如下图所示:

典型的点对点光纤通信链路
它由二极管激光器(连同相关驱动电路和温度控制)、光纤(连同相关熔接、连接器和支撑材料)以及探测器(连同用于信号处理和再生的适当电子设备)组成。
为了准确传输信息,需要合适的调制方案。最常见的调制方案是对激光驱动电流进行直接调制,从而实现 80% 或更高的调制深度。调制深度定义为:
,
其中
和
分别是最小和最大激光功率。调制深度受限于激光始终保持在阈值以上的要求,因为在激光阈值附近调制会导致开启时间变长、光谱变宽和更高的源噪声。
发射激光以通常与峰值发射激光功率成比例的方式为系统贡献噪声。这种噪声总是以激光功率的分数来评估,因此称为相对强度噪声(RIN)。激光的 RIN 以 dB/Hz 为单位指定,以反映近似平坦且与激光功率成固定比例(以 dB 表示)的光谱密度。下图显示了典型光源的相对强度噪声图。RIN 作为平坦噪声源的规格仅在频率远低于弛豫振荡频率且反射较小时有效。

二极管激光器的典型相对强度噪声(RIN)频谱。该峰值对应于激光器的弛豫共振频率
相对强度噪声受二极管激光器环境的显著影响。反射回激光器的微弱反射会增加相对强度噪声的幅度并改变其光谱。随着反射增加,它会在激光输出中产生自脉动和混沌,使其无法用于通信应用。因此,在通信系统中不能将激光视为孤立组件。就像射频和微波系统需要阻抗匹配以获得良好性能一样,光通信系统必须最小化反射。对于使用低反射熔接的长距离电信链路,这相对容易实现。然而,在必须模块化的短链路网络环境中,少量连接器可能会导致严重问题,除非这些连接器设计为最小化反射。
现在人们普遍认为,光纤连接器必须在插入损耗和反射方面进行指定。光纤连接器的 1% 反射对光纤链路的影响可能比未反射回激光的 1% 损耗严重得多。虽然有光隔离器,但成本很高,在网络环境中通常不被认为在经济上可行。
(2)光纤特性对通信链路的影响
在中等功率水平下,光纤是一种无源、色散传输通道。色散会以两种方式限制系统性能。它导致数据脉冲展宽,展宽量与光源光谱宽度成比例。这种脉冲展宽产生通常称为 “码间干扰” 的现象。不应将其与光干涉效应混淆,它只是脉冲能量模糊到相邻时隙中。简单来说,可以将其视为信号调制深度随链路长度的降低。色散的影响通常以功率代价的形式量化。这只是克服色散影响所需额外功率的度量,或者使调制功率达到无色散的相同链路中的水平。它通常表示为接收器所需功率与理想链路所需功率的分贝比。
激光源的调制引起的频率啁啾也会导致脉冲失真。如下图所示

对半导体激光器驱动电流的调制(a)会导致强度调制(b)以及频率调制(c)脉冲在通过光纤传输后会发生失真(d)
激光的驱动电流被调制时,伴随的粒子数反转弛豫会产生脉冲的频率调制。通过色散链路传输后,脉冲的 “啁啾” 部分将提前或延迟,导致脉冲失真和码间干扰。
(3)系统设计步骤
光接收器必须在信号带宽内建立足够的信噪比(SNR),以准确再生 / 重传信号。它必须在光纤色散和衰减、所需系统带宽和可用源功率的限制内完成此任务。一阶系统设计通常需要以下步骤:
确定系统的最大带宽(或数字系统的数据速率)以及系统所需的适当传输波长。
找到系统允许的最大源 RIN。对于模拟系统,其中必须在带宽中指定信噪比(SNR),RIN(通常以 dB/Hz 指定,表示在 1Hz 带宽中的测量值)必须满足以下不等式:

对于数字系统,高斯假设允许错误概率(也称为误码率)与信噪比之间存在简单关系:

其中erfc表示互补误差函数,判决阈值假定在开和关状态之间的中间。由于源噪声导致的最大错误概率应远小于最终目标错误概率。对于系统目标为
至
,源 RIN 导致的错误概率应远小于
。这将允许至少 3dB 的余量,以考虑由于器件老化导致的 RIN 增加。
建立与源频率啁啾和光谱宽度相关的长度限制。频率啁啾
以激光驱动电流每毫安变化的 GHz 为单位指定。总电流调制
因此产生频率偏差
。此频率偏差通过光纤模内色散转换为传播延迟。此延迟必须保持小于最小脉冲宽度(数据速率)。对于以 ps/nm - km 指定的D,千米长度必须满足以下不等式以避免由于频率啁啾导致的代价:
,其中B表示数据速率,是填充整个时隙的数据脉冲脉冲宽度的倒数(这些信号称为非归零,或 NRZ)。源光谱宽度
导致的长度限制遵循类似的不等式 —— 在这种情况下,与源光谱扩展相关的延迟必须保持远小于一个脉冲宽度:
。如果啁啾较低且未调制源带宽小于所考虑的系统带宽,则必须要求信号光谱本身的延迟失真与脉冲宽度相比很小,要求
。对于多模光纤系统,限制长度通常与模间色散而不是材料和波导色散相关。通常会给出此类光纤的长度 - 带宽乘积。在确定了长度和带宽限制后,现在可以在这些限制内设计满足必要规格的接收器。
确定接收器达到目标 SNR 或错误概率所需的最小功率。此最小可接受功率(MAP)首先在假设理想源(无 RIN 贡献)的情况下计算。稍后可以对 RIN 进行校正。计算 MAP 需要了解噪声源和探测器带宽。通常以等效输入噪声电流源的形式表示噪声源。此类系统中重要的噪声源包括:光电流的散粒噪声、暗电流和漏极电流(在场效应晶体管(FET)前置放大器的情况下);与负载电阻或等效放大器输入阻抗相关的约翰逊噪声;某些类型 FET
的噪声。除第一级以外的放大器的噪声贡献通常是二阶校正。

上图是接收器和相关噪声源的示意图:展示了噪声被引入系统的情况。可能相关的噪声源包括:(a) 信号散粒噪声;(b) 背景噪声(由热背景或信道串扰导致);(c) 泄漏电流产生的散粒噪声;(d) 负载电阻中的约翰逊噪声;(e) 场效应晶体管漏极电流中的散粒噪声和 1/f 噪声。

上表给出了确定接收器灵敏度的重要物理量的表达式和定义。

上图说明了探测器 / 放大器组合的两种可能配置:(a)积分前端可实现高速运行的最简设计;(b)跨阻放大器能将接收器带宽扩大(A + 1)倍。其中,积分前端是最简单的(特别是对于高频操作),但往往比具有等效负载电阻的跨阻抗放大器慢。这是因为跨阻抗放大器将电路的有效输入阻抗降低(A+1)倍,其中A表示放大器的开环增益。对于等效带宽,跨阻抗放大器表现出较低的约翰逊噪声贡献,因为可以使用更高的反馈电阻。值得一提的是,跨阻抗设计往往对反馈电阻两端出现的寄生电容更加敏感 —— 负载电阻两端的小寄生电容对积分前端往往不太重要。过剩噪声因子
由探测器的选择决定。在光纤传输通常感兴趣的波长范围内有几种选择。
p - i - n 光电二极管:可提供高量子效率和超过 1GHz 的速度。暗电流范围从硅器件的小于 1nA 到锗二极管的 1μA 或更高。随着有源区域的增加,暗电流增加且器件速度降低。
雪崩光电二极管:是一种固态器件,其光电流内部倍增有时与光电倍增管的增益相比较。然而,倍增并非没有代价,该代价通常以倍增散粒噪声的过剩噪声因子的形式量化。过剩噪声因子是增益以及电子和空穴之间碰撞电离率之比的函数。

上图显示了k值从 50(大空穴倍增)到 0.03(大电子倍增)的过剩噪声因子。前者据称是某些 III - V 化合物的典型值,而后者是硅器件的典型值。锗在其他方面本应是长波长的理想探测器,但不幸的是其k值接近 1。这导致最大过剩噪声,锗雪崩光电二极管通常必须在低电压和相对较小的增益下工作。选择无内部增益的 p - i - n 探测器时
。
肖特基势垒探测器:对超高速探测器的需求以及 III - V 探测器技术中的制造挑战导致人们对用于光通信的肖特基势垒探测器重新产生兴趣。当今一种相当重要的探测器是金属 - 半导体金属探测器,它可以在叉指电极几何结构中以极高速度工作。考虑到所有噪声源(有关相关表达式见表 3),光接收器的信噪比可以表示为:
,其中
表示与信号无关的总接收器噪声:
,
是表 3 中的信号散粒噪声。如果要包括 RIN 的影响,可以对 SNR 进行以下校正:

确定信噪比后,错误概率可以用信噪比表示:

上述表达式假设噪声源呈高斯分布。这在几乎所有感兴趣的情况下都是一个合理的假设。高斯假设低估噪声影响的一种情况是对于具有大过剩噪声的雪崩光电二极管。麦金太尔和佩尔森尼克表明,雪崩倍增统计是偏斜的,高斯假设会产生过于乐观的结果。
计算链路损耗预算:给定接收器的 MAP、光纤衰减和熔接损耗预算以及可用的尾纤激光功率(激光耦合到第一段光纤的最大功率),可以计算链路损耗预算。预算必须包括足够的功率余量,以考虑器件老化、不完善的熔接和一些意外情况。结果将是一个链路长度,如果它短于色散极限,将提供足够的信噪比。
对于进一步的链路建模,可以使用各种方法来数值模拟链路性能,并充分考虑光纤色散、实际的探测器 - 前置放大器组合以及一阶设计未包括的各种其他因素的影响。然而,一阶设计对于减少模拟中使用的自由参数范围是必要的。
点对点链路的最终目标是以一种可以在光链路中使用标准通信技术的方式透明地传输数据(或模拟信号)。例如,在数字系统中使用分组或纠错码,在网络节点之间的点对点链路中使用标准协议,或在多通道模拟链路中使用频率分配。
光纤在任一低损耗传输窗口中的可用光带宽超过
Hz。充分利用此带宽的两种方法是通过使用超短脉冲传输结合时分复用或使用波长 / 频分复用。这两种技术都可以克服信道色散带来的限制,但都有其局限性。第一种技术试图利用光纤色散;第二种技术试图简单地减少色散对宽带光信号的负面影响。
(1)超短脉冲传输
数字通信系统中最常见的复用形式是通过时分复用将多个低数据速率信号组合成单个高数据速率信号。这需要比传统传输中使用的光脉冲短得多的光脉冲。如前所述,数据速率的正常(线性)限制由光纤衰减和色散施加。通过使用孤子传输和光放大,可以超越这两个限制。
孤子与光纤放大器相结合,已被证明有望实现超长距离传输而无需光电中继器 / 再生器。光孤子的时分复用提供了极长距离无中继通信的可能性。
没有一种通信技术是无噪声的,即使是由理想放大器放大的孤子也会表现出相位波动,这会使光谱展宽并最终导致孤子破裂。这种自发辐射噪声限制称为戈登 - 豪斯限制,并且曾被认为对光纤系统的比特率距离乘积施加了相当严格的上限。最近有人指出,一系列独特的线性滤波器可以防止孤子中不需要的相位波动的积累,从而证明放大孤子传输是海底通信的可行技术。
这样的通信系统对输入和输出端的信号处理都有很高的要求。对于非常高的比特率,需要全光解复用或极快的电子逻辑。当前硅逻辑的限制在几 Gb/s 范围内,这可能足以满足孤子传输的首次实现。预计为了充分利用光纤带宽,将需要全光复用和解复用。
由光纤支持的孤子在脉冲宽度
、峰值功率
、光纤色散D、有效面积
和强度相关折射率
之间具有非常特定的关系。对于最低阶(N=1)孤子:
。在正常操作下,光纤将传播持续时间约为 10ps 的最低阶孤子。即使对于相对高占空比的脉冲序列,这也仅代表更大光纤带宽中的不到 100GHz。为了完全覆盖带宽需要波分复用。
(2)波分复用(WDM)
光纤色散引入的频率之间的麻烦延迟也可以通过将光纤传输区域划分为相互不相干(不相关)的波长通道来克服。这些通道不相关很重要,以消除对通道之间色散引起的延迟的任何担忧。

上图显示了 WDM 传输系统的示意图。概念很简单,但可靠的实现可能是一个相当大的挑战。
WDM 的一个吸引人的特点是系统中唯一的有源组件仍然是光源和探测器。复用器 / 解复用器是无源的,因此本质上比有源复用器更可靠。这些方案从简单的折射 / 反射光束组合器到衍射方法不等。




上图所示为波分复用(WDM)的复用 / 解复用方案:(a)光栅合束器(体光学器件);(b)波长选择分束器(体光学器件);(c)定向耦合器(集成光学器件);(d)全光纤复用器 / 解复用器。
对于复用方案,关键的性能指标是每通道的插入损耗。用于两通道组合器的简单 50 - 50 分束器提供简单的复用,但插入损耗高。如果分束器经过镀膜以在一个波长处提供高反射率,在另一个波长处提供高透射率,则插入损耗降低,耦合器变得特定于波长,并且该元件可以用作复用器或解复用器。
光栅组合器提供了一种在仍能控制插入损耗的同时最大化通道数量的有效方法。光栅形状必须适当设计 —— 对于单波长、单角度几何形状,这是一个容易解决的问题。然而,衍射效率是波长和入射角的函数。在宽角度范围内的一系列波长的最佳组合通常需要在插入损耗、波长范围和角度分辨之间进行权衡。近年来衍射光学、合成全息术和二元光学的快速发展极大地促进了波分复用技术。
在过去十年中,在用于 WDM 应用的集成光学组件的制造方面取得了相当大的成就。其中许多涉及体衍射光学元件的波导等效物。由于光学元件是无源的并且需要高效的光纤耦合,玻璃波导通常是首选的介质。在离子交换玻璃波导中已经成功制造了各种各样的耦合器、分束器和复用器 / 解复用器。也一直在努力制造低成本的基于聚合物的 WDM 组件。这些可以是波导或光纤的形式。
从连接性和模块化设计的角度来看,全光纤 WDM 组件是最受欢迎的。渐逝单模光纤耦合器本质上是波长敏感的,可以设计为最小插入损耗。与体方法一样,随着通道数量的增加,全光纤组件的设计和优化变得更加困难。大多数市售的全光纤组件设计用于间隔较大的波长通道。例如,康宁公司目前提供设计用于组合来自 1.5μm、1.3μm 和 0.8μm 源的信号的复用器。
近年来,光源制造技术的进步使得制造出这样一种二极管激光阵列成为可能:该阵列在整个阵列上具备可控制的发射波长梯度。这样一个配备了合适的光束合成光学器件的阵列,能够极大地降低大规模波分复用(WDM)系统中的封装和校准要求。对于间隔很近的波长信道,将串扰降至最低对解复用器的设计来说是一项重大挑战。
直接检测强度调制仍然是光通信系统中最常用的方案。在绝对理想的传输和检测条件下(无光源相对强度噪声、理想的光子计数检测、无背景辐射),在平均每脉冲有
个光子的脉冲序列中检测到n个光子的概率将遵循泊松分布:

出现 “错误” 的概率将是在脉冲期间未检测到光子的情况,

如果我们选择
这一基准错误概率,那么要求平均每脉冲大约有 21 个光子。这代表了光信号直接检测的量子极限。由于该极限假定不存在暗计数且光子计数效率完全理想,所以这一极限几乎无法达到。
当前的光通信提供了一种即便在存在接收机噪声的情况下也能实现量子受限接收机灵敏度的方法。通过使用幅度、相位或频率调制并结合外差或零差检测,有可能接近甚至超越直接检测的量子极限。
下图展示了一个通用的相干光通信链路。与直接检测的关键区别在于传输过程中调制器所起的作用以及接收端本振激光器的存在。为了理解调制器的作用,我们首先考虑外差检测方法。随后,我们将讨论相干光纤通信链路对各组件的要求。
